磁懸浮列車的電流型控制輔助電源設(shè)計(jì)

摘　要　介紹了電流型控制方法的基本原理和特點(diǎn), 分析了斜坡補(bǔ)償?shù)谋匾约胺椒āＭㄟ^磁懸浮列車輔助電源的設(shè)計(jì)實(shí)例, 著重分析了斜坡補(bǔ)償電路和MO SFET 柵極驅(qū)動(dòng)電路, 并對(duì)誤差放大器補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計(jì)。
前言[1 ]
開關(guān)電源需要對(duì)被控輸出變量采用閉環(huán)控制, 以使系統(tǒng)對(duì)輸入電壓變化或負(fù)載電流變化能及時(shí)調(diào)節(jié), 并具有期望的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。傳統(tǒng)的開關(guān)電源大都采用電壓型控制, 即只對(duì)輸出電壓采樣, 并作為反饋信號(hào)實(shí)現(xiàn)閉環(huán)控制, 以穩(wěn)定輸出電壓。在其控制過程中, 電感電流未參與控制, 是獨(dú)立變量, 開關(guān)變換器為二階系統(tǒng), 有兩個(gè)狀態(tài)變量, 即輸出濾波電容的電壓和輸出濾波電感的電流。二階系統(tǒng)是一個(gè)有條件的穩(wěn)定系統(tǒng), 只有對(duì)誤差放大器補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行精心設(shè)計(jì)和計(jì)算, 才能保證系統(tǒng)穩(wěn)定工作。由于開關(guān)電源的電流都要流經(jīng)電感, 將使濾波電容上的電壓信號(hào)對(duì)電流信號(hào)產(chǎn)生90°延遲。因此, 僅采用采樣輸出電壓的辦法, 其穩(wěn)壓響應(yīng)速度慢, 穩(wěn)定性差, 甚至在大信號(hào)變化時(shí)會(huì)產(chǎn)生振蕩, 從而損壞功率器件。
采用電流型控制的開關(guān)電源是一個(gè)雙閉環(huán)控制系統(tǒng), 針對(duì)電壓型控制的缺點(diǎn), 電流型控制既保留了電壓型控制的輸出電壓反饋, 又增加了電感電流反饋, 而且這個(gè)電流反饋就作為PWM 控制變換器的斜坡函數(shù), 從而不再需要鋸齒波發(fā)生器, 使系統(tǒng)的性能具有明顯的優(yōu)越性。由于反饋電感電流的變化率di.dt 直接跟隨輸入電壓和輸出電壓的變化而變化, 電感電流的平均值正比于負(fù)載電流。電壓反饋回路中, 誤差放大器的輸出作為電流給定信號(hào), 與反饋的電感電流比較, 直接控制功率開關(guān)通斷的占空比, 使功率開關(guān)的峰值電流受電流給定信號(hào)的控制。
電流型控制方法的特點(diǎn)如下:
(1) 系統(tǒng)具有快速的輸入、輸出動(dòng)態(tài)響應(yīng)和高度的穩(wěn)定性;
(2) 很高的輸出電壓精度;
(3) 具有內(nèi)在對(duì)功率開關(guān)電流的控制能力;
(4) 良好的并聯(lián)運(yùn)行能力。
目前, 隨著電流型控制集成控制器的出現(xiàn), 電流型控制技術(shù)越來越多地被應(yīng)用于實(shí)際的設(shè)計(jì)當(dāng)中。
雖然電流型控制較電壓型控制有許多優(yōu)點(diǎn), 但是對(duì)于檢測(cè)固定頻率、峰值電流的變換器而言, 電流型控制仍然存在著一些不足, 主要表現(xiàn)在以下幾點(diǎn):
(1) 存在一定條件下抗干擾能力差的問題。如果電感電流上升率不夠大, 電路的分布電容會(huì)引起開通電流尖峰, 可能會(huì)造成開關(guān)管突然關(guān)斷, 造成次諧波振蕩(Subharmon icO scillat ion)。在沒有斜坡補(bǔ)償情況下, 當(dāng)占空比大于50% 時(shí), 次諧波振蕩將會(huì)發(fā)散, 造成系統(tǒng)的不穩(wěn)定。
(2) 控制信號(hào)與開關(guān)管電流有關(guān), 因此, 功率級(jí)電路的振蕩會(huì)給控制環(huán)帶來噪聲。
(3) 電感峰值電流與平均輸出電流有誤差。電流控制模式采用斜坡補(bǔ)償后, 上述部分問題都能得到滿意的解決, 并且不影響其優(yōu)勢(shì)的發(fā)揮。
2　電流型控制變換器的斜坡補(bǔ)償[2 ]
對(duì)于任何固定頻率的電流型控制變換器, 當(dāng)占空比超過50% 時(shí), 不論電壓反饋環(huán)的狀態(tài)如何, 電流內(nèi)環(huán)都是不穩(wěn)定的。由于占空比不能取得很大, 對(duì)輸入電壓的限制就變得很嚴(yán)格。而加入斜坡補(bǔ)償后, 對(duì)于任何占空比, 系統(tǒng)都可以穩(wěn)定工作。
圖1 為電流型控制變換器電感電流iL 的波形, iL 受到誤差電壓V c 的控制。如果在電感電流iL 上產(chǎn)生了擾動(dòng)$ i0 , 當(dāng)占空比D < 5 0% 時(shí)( 如圖1 (a) 所示) , $i1 將逐漸減小, 即$ i1< $ i0; 當(dāng)D > 50%
圖1　擾動(dòng)情況下電感電流波形時(shí)(如圖1 (b) 所示) , $i1 將逐漸增大, 即$ i1> $ i0。給出相應(yīng)的數(shù)學(xué)表達(dá)式:
　　　　　$i1= - $ i0m 2m 1
(1) 式中　m 1——電感電流上升斜率; m 2——電感電流下降斜率。
此時(shí), 引入一個(gè)斜坡補(bǔ)償, 從誤差電壓減去這個(gè)補(bǔ)償斜坡或?qū)⒀a(bǔ)償斜坡加到電流波形上。于是, 有$ i1= - $i0 m 2+ mm 1+ m
(2) 由于要使系統(tǒng)在任何占空比下都能穩(wěn)定工作, 必須滿足$i1< $ i0。因此, 由D = 1 得補(bǔ)償斜坡斜率:m > -12m 2
(3) 所以, 為了保證電流環(huán)穩(wěn)定, 補(bǔ)償斜坡的斜率m 必須大于電感電流下降斜率m 2 的一半(見圖1 (c) )。
3　磁懸浮列車輔助電源設(shè)計(jì)實(shí)例
311　電路結(jié)構(gòu)在設(shè)計(jì)磁懸浮列車輔助電源時(shí), 采用反激式電流型控制變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu), 電路圖見圖2。
圖2　反激式電流型控制輔助電源電路
　　電路主要參數(shù)為: 輸入電壓V in= 70～ 120 V; 輸出電壓V o= 5 V (A 組輸出) , ±15 V (B、C 組輸出) ; 最大占空比D = 0. 44; 開關(guān)管開關(guān)頻率f s= 20 kHz; A 組輸出濾波電感L 3= 100 LH; A 組輸出濾波電容C11= 470 LF。
3. 2　高頻變壓器設(shè)計(jì)
在設(shè)計(jì)實(shí)例中, 高頻變壓器的計(jì)算是設(shè)計(jì)工作的核心。設(shè)計(jì)時(shí), 要保證電源的調(diào)整率和對(duì)線圈的漏感要求, 還要對(duì)高頻變壓器的外形尺寸及成本進(jìn)行綜合考慮。
選擇磁心材料為R2kB.M , E140.12 型磁心, R 2kB.M 材料的飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度B sa= 0. 48 T。為了使變壓器工作在低磁損狀態(tài), 選工作最大磁通密度B max= 13B sa。
高頻變壓器設(shè)計(jì)參數(shù)為:
飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度B sa= 0. 48 T; 工作最大磁通密度B max= 13B sa= 0. 16 T; 磁心有效截面積A e= 1. 44 cm 2; 窗口面積A c= 31108 cm 2; 空氣隙長(zhǎng)度L g= 01103 cm; 變壓器初級(jí)繞組L 1 匝數(shù)N 1= 96 匝; 自饋繞組L 2 匝數(shù)N 2= 21 匝; 5 V 直流輸出繞組L 3 匝數(shù)N 3= 8 匝; ±15 V 直流輸出繞組L 4、L 5 匝數(shù)N 4= N 5= 20 匝。
為了使變壓器繞制完成后, 有很小的漏感, 采用分層繞制, 最內(nèi)層為初級(jí)繞組線圈的一半, 并由抽頭引出, 然后分別繞制次級(jí)各繞組線圈, 再將初級(jí)繞組的另一端由抽頭處繞完。最外層為自饋繞組。
3. 3　斜坡補(bǔ)償實(shí)現(xiàn)[ 3 ]
在電流型PWM 控制變換器U C3842 中, 誤差電壓(誤差放大器的輸出) 與原邊電流經(jīng)PWM 控制變換器比較, 產(chǎn)生控制電壓。誤差電壓減去補(bǔ)償斜坡的斜率或在PWM 控制變換器的原邊檢測(cè)電流輸入端(p in3) 加上補(bǔ)償斜坡斜率, 作用是相同的, 都是減小脈沖寬度, 即減小占空比。相比之下, 更為方便的辦法是將補(bǔ)償斜坡斜率加到PWM 控制變換器的電流輸入端。在定時(shí)電容CT (p in4) 上可獲得部分振蕩波形, 將該振蕩波形與原邊電流電阻性地相加, 相加的結(jié)果輸入到PWM 控制變換器的電流檢測(cè)輸入端。
當(dāng)取斜率補(bǔ)償量M = 0. 75, R 5= 330 8 時(shí), 計(jì)算得R sl= 3. 2 k8。
3. 4　開關(guān)管柵極驅(qū)動(dòng)電路[ 3 ]
為了防止由外部寄生參數(shù)引起的驅(qū)動(dòng)電流振蕩, 可以在PWM 控制變換器的U C3842 輸出(p in6) 與MO SFET 柵極之間串入一個(gè)限流電阻, 以限制驅(qū)動(dòng)電流的峰值。
在實(shí)際應(yīng)用中, 電路寄生參數(shù)的影響非常重要。通常MO SFET 的源極電感與分布電感相比是很小的。即使印制電路板布局及走線非常考究, 走線引起的分布電感仍然不可忽略。為了消除分布電感引起的振蕩, 可以采取以下措施:
①在印制電路板的設(shè)計(jì)中, 盡可能縮短PWM 控制變換器與開關(guān)管柵極之間走線的距離;
②加大限流電阻的阻值, 使振蕩由欠阻尼振蕩變?yōu)檩p微的過阻尼振蕩。但是, 這樣做同時(shí)